高效率开关电源设计8.pptx

（三）高效率开关电源的其他设计思路1. 级联方式的开关电源可以发挥各变换器的优点，避免缺点。实现性能最佳、效率最高。（1）一种AC/DC变换器的高效率解决方案PFC的附加作用考虑电磁干扰及二极管的反向恢复造成的损耗等因素，小功率PFC宜采用临界电流型控制方式，本级可以采用MC33368或KA7524或其它适用于小功率输出的PFC控制IC。PFC除设置输出反馈以稳定输出电压外，设置PFC输出电压反馈防止输出反馈开路。正常工作时，仅输出反馈起作用，通过调节PFC输出电压稳定输出电压。当PFC的输出电压为400V时，输出纹波电压分别为1%、3%所需的滤波电容器约为：1.2μF/W和0.4μF/W，在通常的滤波电容的选择容量范围内。因此，经过PFC的预稳定的作用，其输出电压的稳定程度基本符合应用要求，后面的可以仅完成隔离作用即可。输出整流器损耗：通常输出整流器的导通损耗（特别是低电压输出时）占整机损耗的很大比重。在12V以上的输出电压需要选用耐压200V以上的超快速二极管作为输出整流器，其导通电压约1.2~1.4V，在输出分别为12、24、48V时输出整流器的效率（不考虑开关损耗）分别为（以导通电压1.3V计）：不会高于90.26%、94.8%、97.6%。以上综合起来，采用常规技术尽管可以使电源效率达到或超过90%，而且，即使在较高的输出电压时，整流器的导通损耗仍然是整机损耗中几乎是最大的。如有可能，采用肖特基二极管（导通压降分别为：0.3V、0.4V、0.7V）则这一级的效率分别为：96.1%、98.3%、98.5%，则这部分损耗可以降低50%以上。隔离变换器分析由于PFC级具备稳压功能，故隔离级采用非稳压半桥变换器，以尽可能地提高整机效率，主回路如图2（a）。非稳压半桥变换器的两开关管分别可以工作在近50%占空比，这时不仅开关管的利用率最高，而且实现了零电压开关。变换器的最小死区时间仅受开关管的关断延迟的限制。当非稳压半桥变换器工作在这种状态下，Q2导通期间电流流向如图2（b）。当Q2由导通变为关断，变压器的漏感电流不能跃变，由于Q2的关断，变压器的漏感电流分别对Q2、Q3 的源/漏寄生电容充/放电，使A点电压由电源电压的高电位转变为低电位，使与Q3反并联的二极管D3导通，提供变压器的漏感电流通路，形成了事实上的零电压关断，如图2（c）。当变压器的漏感电流降到零前，使Q3导通（由于死区时间不到1μS，很容易满足），使Q3在“零电压”导通，如图2（d）。Q3关断、Q2导通的过程与上述描述相同，不在赘述，从而实现了“零电压”开关，使开关管的损耗几乎仅为导通损耗。本文的应用实例中，Q2、Q3选用IRFR320结温为100℃时的导通电阻为3Ω，满载时的工作电流约为300mA，导通压降为1V，占电源电压的0.25%。这样半桥的两个开关管的损耗可以小于整机输入功率的1%。隔离变压器由于工作在特定的工作状态，因而，其效率也非常高，大约为整机输入功率的1%。肖特基整流二极管由于隔离级开关管的占空比接近100%（98%），不仅流过输出整流器的电流的有效值最小，而且，输出级全波整流器的耐压仅需输出电压的2倍，对于输出为24V输出，完全可以选用耐压60V的肖特基整流二极管即可满足要求，而耐压60V的肖特基整流二极管的导通压降（大幅度降额使用，约0.2倍额定电流）可以达0.35V甚至0.3V以下。这样本级效率实际可达约97~98%。基本思路与工作原理原理框图开关管的漏-源极电压波形部分测试结果输入电压为85VAC、满载（19V/3.16A）条件下的电源效率可以达到91%。功率因数为0.9895、总谐波失真：14.45%。电源适配器输入电流的谐波分析小结利用PFC的稳压作用，将输出电压的稳定用PFC来调节，这样就可以使隔离型变换器工作在最大占空比状态，无需调节脉冲宽度。这就为自然零电压开关创造了条件。可以获得非常高的效率。输出整流器采用肖特基二极管大幅度电流降额，获得了利用最简单的电路、最高的效率的结果整个电路无散热器。变形CUK变换器与自然零电压开关变换器组合变形CUK变换器可以获得比BCUK变换器还高的效率和安静输入输出特性；（2）利用变形CUK电路的功率因数校正具有限流功能；PFC输出电压低于输入电压，可以使后级PWM的实现更容易，更高效；PFC滤波电容器可以是低压的，有利于降低成本。启动电路与频率调节的解决方案启动电路简介图中，直流母线电压通过150k电阻对100μF电容器充电，为了防止TL494的大约7mA的工作电流影响100μF电容器的充电，设置了Q1、Q2、为核心的启动电路。在100μF电容器电压达到15V前Q1、Q2不导通。当100μF电容器电压达到15V时，Q2 导通，使Q1导通，TL494开始工作由100μF电容器为TL494供电，当