通信原理第四章数字基带传输系统.ppt

* 第一项 ：是第k个接收基本波形在上述抽样时刻上的取值，它 是确定ak信息的依据； 第二项 是接收信号中除第k个以外的所有其他 基本波形在第k个抽样时刻上的总和，称其为码间干扰值； 第三项 ：是一种随机干扰。 由于码间干扰和随机干扰的存在,故当 加到判决电路时，对 取值的判决就可能判对也可能判错。显然，只有当码间干扰和随机干扰 很小时，才能基本保证上述判决的正确；当干扰及噪声严重时，则判错 的可能性就很大。 式中右边 码间干扰示意图 * 码间干扰的消除 * an是随机变化的，要通过各项互相抵消使码间串扰为0是不可能的，可以使系统冲激响应在采样点处为零。理想情况如图(a)所示，前一个码元波形到达后一个码元抽样时刻已经衰减到0，这样的波形不容易实现；实际中，满足图(b)所示曲线即可。 实际应用时，定时判决时刻不一定非常准确，图(b)所示尾巴拖得太长，任一个码元都要对后面好几个码元产生串扰，或者说后面任一个码元都要受到前面几个码元的串扰。要求衰减得快一些，尾巴不要拖得太长。 * 4.4 无码间干扰的基带传输特性 码间干扰的大小取决于 和系统输出波形 在抽样时刻上的取值。然而， 是随信息内容变化的，从统计观点看，它总是以某种概率随机取值的。系统响应 却仅依赖于发送滤波器至接收滤波器的传输特性 。 可看作是发送、接收滤波器和信道的总特性，即 基带传输特性的分析模型 * 从理论上说，要做到无码间干扰，则冲击响应h(t)的波形应 该满足如下关系式 即h(t)的值除在当前抽样时刻（t=0）不为零外，在所有其他 码元抽样时刻（ ）均为零。 * h(t)的整个波形延迟到其它码元时隙，但由于在其它码元的 抽样判决时刻其值为0，因此不存在码间干扰。 典型无码间干扰的h(t)波形 * 无码间干扰时的抽样情况 * 因为 把上式的积分区间用角频率间隔2?/Ts分割，则可得 作变量代换并交换求和和积分顺序得 满足条件的系统传输特性 * 经分析比较，得到无码间干扰时基带传输特性应满足 结论 若基带系统的总特性H(ω)能符合Heq(ω) 的要求，即可消除 码间干扰。为检验一个给定的系统特性H(ω)是否会引起码 间干扰提供了一种准则，该准则是奈奎斯特提出的，称为奈 奎斯特第一准则。 * 物理意义 * 当H(ω)为理想低通型时，有 H(ω)的示意图及其冲激响应h(t)波形如下图所示，其中h(t)是 H(ω)的傅里叶反变换，h(t)为 理想低通传输函数 * 理想低通的传输函数是符合无码间干扰条件的。因为这时输 入数据若以1/Ts波特速率进行传送时，则在抽样时刻上的码 间干扰是不存在的；同时还可看出，如果该系统用高于1/Ts 波特的码元速率传送时，将存在码间干扰。考虑到系统的频 带宽度为1/2Ts，而最高码元速率为1/Ts，故这时的系统最高 频带利用率为2波特/赫。 设系统带宽为W (赫兹)，则该系统无码间干扰时最高的传输 速率为2W(波特)，这个传输速率通常被称为奈奎斯特速率。 * 理想冲激响应的尾巴衰减很慢的原因是系统的频率特性截止过于陡峭，进行“圆滑”处理可以减小拖尾，通常被称为“滚降”。 余弦滚降传输函数 * 余弦滚降传输函数（频谱特性、冲激响应 ） * 4.5 无码间干扰的基带系统抗噪声性能 如果基带传输系统无码间干扰又无噪声，则通过连接在接收滤波器之后的判决电路，能无差错地恢复原发送的基带信号。但当存在加性噪声时，即使无码间干扰，判决电路也很难保证“无差错”恢复。 无噪声及有噪声时判决电路之输入波形 受噪声影响的信号波形 无码间干扰与噪声的信号波形 发生误码 * 判决电路输入端的随机噪声就是信道加性噪声通过接收滤波器后 的输出噪声。因为信道噪声通常被假设成平稳高斯白噪声，而接 收滤波器又是一个线性网络，故判决电路输入噪声也是平稳高斯 噪声，且它的功率谱密度为 式中，n0/2是信道白噪声的双边功率谱密度；GR(ω)是接收滤波 器的传输特性，只要给定了n0及GR(ω)，判决器输入端的噪声特 性就可以确定。为简明起见，把这个噪声特性假设为均值为零、 方差为 。于是，噪声的瞬时值 的统计特性，